式 (6) 中:M为运动部分质量;v为次级运动速度;f1为负载;B为黏性摩擦系数。

　　以速度偏移e为输入, iq*为滑模控制器输出, 选取滑模控制的切换函数为:

　　式 (11) 中:ue为系统在s=0时所需的控制量, 推导可得ue=ne;us是滑膜切换部分, 要保证其沿着滑模线滑向稳定点, 实现对不确定性和外加干扰的鲁棒控制。

　　从速度仿真波形图可以看出滑模变结构控制器能很好地抑制外界干扰对系统的扰动, 具有更强的抗干扰性能, 从而使系统具有更好的控制性能。

　　本文针对永磁同步直线电机具有的很强的非线性、参数摄动和负载扰动等特点, 设计了滑模控制器取代传统PID控制器的控制方法, 并将该方法应用于永磁同步直线电机的速度环控制。实验结果表明, 滑模变结构控制系统算法简单, 响应速度快, 对外界噪声干扰和参数摄动具有鲁棒性。

　　摘要：针对永磁同步直线电机的非线性、时变性、强耦合性和外部负载不确定性等特点, 在建立、分析永磁同步直线电机d-q轴动态数学模型的基础上, 结合传统PID控制的优点, 将滑模变结构引入控制器的设计中, 设计了一种滑模变结构控制器。利用Matlab对永磁同步直线电机控制系统进行仿真, 结果表明, 滑模变结构控制具有很好的动态响应性和跟踪性能。

　　[2]赵希梅.永磁直线交流伺服系统的鲁棒跟踪控制研究[D].沈阳:沈阳工业大学, 2006.

　　[3]余佩琼, 陆亿红, 王涌等.永磁直线同步电动机无位置传感器控制系统的研究[J].中国电机工程学报, 2007, 27 (24) :53-57.

　　[4]孙宜标, 郭庆鼎.基于滑模观测器的直线伺服系统反馈线性化速度跟踪控制[J].控制理论与应用, 2004 (6) :391-397.

　　[5]杨俊友, 崔皆凡, 何国锋.基于空间矢量调制和滑模变结构的永磁直线电机直接推力控制[J].电工技术学报, 2007, 22 (6) :24-29.

　　(2)依据标准变更为GB 30253-2013《永磁同步电动机能效限定值及能效等级》；

　　电梯用永磁同步电动机：1000V以下的电压，变频电源供电，额定功率在0.55kW~110kW范围内

　　2.认证基本环节：认证申请→产品检验→认证结果评价与批准→获证后的监督→复审

　　3.品牌使用声明（如使用商标做品牌，提交商标注册证明）4.工厂自我能力评估报告

　　（3）为确保产品一致性，关键原材料的技术参数、规格型号、制造商发生变更时，持证人应及时提出变更申请，并送样检验

　　申请人填写申请书→关注网上认证机构的受理通知→向认证机构寄送资料→向检测机构寄送资料及样机→关注网上的认证进度及通知→收到费用通知并交费→配合分中心的监督检查。三．永磁电机节能认证资料要求

　　须与申请人营业执照上的地址一致，如不一致请修改申请书。申 请书上请加盖公章。

　　述上请加盖公章。参照《产品描述填写须知》填写相关资料，并同时提供一份电子版。

　　电动汽车运行工况多变复杂，因此对驱动电机的性能、尺寸都有相应的要求：①在电池电量一定的情况下行驶里程是电动汽车性能的关键因素，为了提高汽车的续航里程，要求电动机能耗低、效率高。②汽车在行驶中会走烂路低速行驶，也会走高速路高速行驶，会运行于多种不同工况之中，要求电机调速范围宽泛。③汽车在运行中会频繁起步、加速、制动减速、爬坡等，要求电机具有较大的启动转矩，在设计中可选取较大的过载系数。④为了增大汽车车内空间、便于电机布置同时减轻汽车重量，要求电机比功率较大、体积小、尽量采用较高的额定电压。

　　電动汽车用永磁同步电机总体设计首先需要确定电机的磁路结构，选用合理的计算方法确定电机各部件的尺寸参数，基本确定出电机的原型。

　　2.1 转子磁路结构选择 转子磁路结构对永磁同步电机的驱动性能产生很大影响，是电机设计阶段首先要考虑的问题。隔磁桥能有效控制磁漏系数的大小，因此合理设计隔磁桥很重要[1]。磁漏系数小电机的抗去磁能力减弱，磁漏系数大所需永磁体量就多。因此需要对电机的磁路结构进行合理设计以满足电动汽车对驱动电机的要求。

　　不同的磁路结构对电机的电感参数影响很大，主要根据永磁体布置与转子位置不同分为表面置式与内置式，如图1所示。由于永磁体内置式切向式永磁同步电机转矩输出能力比其他电机强、调速范围宽、结构紧凑、运行可靠。因此选用该种结构形式为本课题研究对象。

　　2.2 永磁体材料与尺寸选择 目前，永磁同步电机永磁体材料采用稀土材料钕铁硼[2]，它具有很高的矫顽力和磁能积，磁能积是普通铁氧永磁体的6倍以上。因此本电机转子永磁体用稀土材料钕铁硼NdFe35作为永磁体材料。磁通面积的大小由永磁体的宽度决定，永磁体的退磁由厚度决定[3]。

　　2.3 主要尺寸与电机负荷计算与选择 电动汽车在行驶中会受到来自地面的摩擦阻力、空气的风阻力，同时也会受到加速阻力、爬坡阻力。根据汽车行驶方程式

　　3.1 电机主要参数的确定 根据电动汽车已知参数，对电动汽车主要运行工况进行计算分析，根据公式（1）到（5），初步估算出电机的基本性能参数，如表1所示。

　　为了达到电机的性能指标要求，运用公式（6）、（7）计算出电机的外形尺寸、永磁体、定子槽型尺寸。所需参数见表2。

　　文章首先介绍电动汽车不同运行状况对电机的要求，根据要求来确定永磁同步电机的性能参数，以满足电动汽车的要求。根据目标参数综合分析比较后确定转子结构为内置切向式的永磁同步电机为本论文研究对象。通过计算初步确定永磁同步电机的基本尺寸、绕组类型、定子槽型等。最后通过解析计算得出永磁同步电机各参数初选数值。

　　[1]赵云，李叶松.永磁同步电机宽范围最大转矩控制[J].电工技术学报，2010，25（7）：45-50.

　　[2]代颖.电动车驱动用永磁同步电机的研究[D].哈尔滨：哈尔滨工业大学，2004.

　　[3]温有东.电动汽车用永磁同步电机的研究[D].哈尔滨工业大学，2012.

　　直线电机就是直接驱动的装置,其中控制技术是直线电动机设计和应用的重点。PID调节是最早出现的一种自动控制方法,控制简单而且效果显著。尤其是在高精度运动控制中,运用多闭环控制已经越来越广泛,伺服系统一般是三环系统,外环为位置环,内环依次为速度环、电流环。电机三环控制框图如图1所示。但是传统的PID控制算法不能对摩擦力、负载扰动等外界干扰及时消除,直线电机对负载扰动、摩擦力敏感,极易产生较大的稳态误差,降低了控制精度。基于以上问题,提出抗干扰较强的PID+前馈算法,并用实验验证这种控制方法可以提高控制精度[1,2]。

　　直线电机进给机构采用闭环控制,使用Renishaw高精度直线光栅尺作为位置反馈元件,安装于电机平台底部,与平台固定为一体,由于没有与电机直接接触,不会对直线电机运动产生磨擦力。光栅反馈信号首先进入放大器编码器输入端口,并由放大器的等量输出端口反馈到PMAC卡,组成双闭环反馈,根据光栅尺反馈的脉冲信号即可计算直线电机当前位置,由控制器的PID调节器根据目标位移与实际位移的差值自动调节电机的控制参数,完成所需的进给。闭环控制原理,如图5所示[3]。

　　PMAC 控制的直线电机伺服系统是一个高速动态系统,复杂的控制算法无法在如此短的时间内完成伺服计算,所应该采用计算量比较小的伺服算法。传统的PID环节是偏差控制器,被控制量需要偏离设定值才能通过偏差进行控制,存在一定的滞后性;由于系统受到扰动,再加上系统本身结构和参数的变化而产生的误差,不能在闭环系统中消除,所以需要对系统进行补偿,抵消扰动对系统的影响,即所谓的扰动补偿。控制框图如图6所示[4]。

　　(s)为系统输入;E(s)为系统误差;C(s)为系统的输出;G(s)为PID控制器传递函数;Gp(s)为被控对象的传递函数;F(s)为前馈环节的传递函数。得出带前馈的系统误差传递函数

　　(s)=Gp(s)-1时,误差函数为0,则C(s)=R(s)。说明无论输入信号如何变化,系统的误差始终为0。前馈补偿比只按误差控制的闭环系统效果好。通常前馈微分阶次为2时即可获得满意的控制效果。PMAC 在传统PID 控制算法的基础上增加了速度和加速度的前馈控制,其中,速度前馈用于减小由于微分增益的引入所引起的跟随误差,加速度前馈用于减小系统惯性所带来的跟随误差。PMAC嵌入的PID和前馈控制的控制算法如图4所示[5]。

　　p比例增益,为系统提供刚度;Kd微分增益,提供系统稳定需要的阻尼;Kvff速度前馈增益,减小因阻尼引起的跟随误差;Ki积分增益消除稳态误差;Kaff加速度前馈增益减小系统惯性带来的跟随误差。其控制算法的实际公式如下

　　)为16位的伺服周期输出命令转换成-10～+10 V;Ix08为电机x的一个内部位置放大系数;Ix09为电机x速度环的一个内部放大系数;FE(n)是伺服周期n内所得的跟随误差,即为该周期内命令位置和实际位置的差值;AV(n)是伺服周期n内的实际速度,即为每个伺服周期最后两个实际位置的差值;CV(n)是伺服周期n内的指令速度,即为每个伺服周期最后两个指令位置的差值;CA(n)是伺服周期n内的指令加速度,即为每个伺服周期最后两个指令速度的差值;IE(n)是伺服周期n的跟随误差的积分,大小为∑j=0n-1[FE(j)]。2 实验用直线电机简介

　　该电机应用于龙门五轴加工中心立柱上,最大推力12 000 N,低速可至1 m·min-1,最高速度可达1 m/s。具有大推力、速度范围宽特点,是提供直线进给的优良系统,电机实物如图4所示。

　　直线电机底部为次级板,其结构呈U型,次级长1.32 m,宽0.26 m,高0.17 m,材料由ZG35铸造而成,表面镀锌,N级磁钢和S级磁钢交替贴在次级表面时,并且要使同一极板两侧极性相反,同一侧的两片相邻磁钢用分隔条隔开,用胶粘牢固后,灌环氧树脂密封成整体。

　　直线电机的初级是由两块安装板并联在一起,长1.4 m,宽0.36 m,高0.22 m,由铸铁35铸造而成,经过加工后,表面镀白锌,水冷板介于次级线圈与安装板之间,由铸铝制成,内嵌有铝管,用于通水为初级线 直线电机的测试实验

　　PMAC执行程序Pewin提供了调节PID参数的工具PMAC Tuning Pro,可以方便地调节PID参数。打开Pewin首先调节系统的开环特性,开环特性调节完毕后,调整系统的稳态特性,分别调节PID 参数中的比例增益、微分增益、积分增益,使系统阶跃响应曲线,并且超调量不要过大,得到良好的误差曲线。最后调节系统的动态特性,以正弦信号为输入调节系统的跟随误差,根据正弦响应曲线调整适当的速度、加速度前馈系数,使系统的跟随误差最小,得到较好的动态响应曲线。

　　经反复调试比较,得到图7的阶跃线响应曲线。从图中可以看出,系统有较好的阶跃响应曲线,证明PMAC卡对直线电机的控制具有良好的效果。

　　图8为稳态时给定速度为10 m·min-1时,给定速度与实际速度的比较曲线。

　　依据直线电机的伺服特点,提出了前馈+PID算法的控制策略,运用该控制策略使直线电机具有良好的速度稳定性以及较小的跟随误差。伺服算法嵌入到Turbo Pmac Clipper中,利用PMAC Tuning Pro2可以方便地对系统的控制参数进行调节,为以后直线电机朝着高速度、高精度的方向发展提供了支持。

　　摘要：以大推力直线电机及数控机床性能测试为背景,对双边型大推力永磁同步直线电机进行测试,测试中使用Turbo Pm ac C lipper作为运动控制器,对直线电机进行速度测试。运用前馈+PID算法调节,尽可能得到设计的响应曲线,并且减小直线电机跟随误差。结果表明,使用该控制方法能使直线电机的进给系统得到良好的动态及静态性能。

　　[2]叶云岳.直线电机的原理与应用[M].北京:机械工业出版社,2000.

　　[3]黄笑天,张建明,庞长涛,等.微铣削系统中直线电机的应用研究[J].航空精密制造技术,2007,43(2):21-23.

　　[4]YUSUF A.数控技术与制造自动化[M].罗科学,译.北京:北京化学工业出版社,2002.

　　摘要：单相永磁同步电机日益广泛的应用于常用家电中，然而强烈的振动和噪声阻碍了单相永磁同步电机的推广和使用.基于二维非线性时步有限元法，首先对U型单相永磁同步电机进行电磁场计算并获取定子电磁力，再利用Workbench软件建立该电机实体3D模型，通过对该电机振动响应的数值仿真，求取定子电磁力作用下的振动位移、速度及加速度，最后使用提取声学边界条件并获取声压在空间的分布和声压频响特性.为进一步优化改进该类电机结构以减小电机振动、噪声和提高电机工作性能奠定了基础.

　　U型永磁同步电机在20世纪70年代首先由H.Schemmann提出，并阐述了U型单相永磁同步电机的优缺点以及应用的局限性，该电机结构简单，定子由非对称U型硅钢片叠压而成，转子采用2极圆柱形永磁体.由于该电机具有结构简单、成本低廉和高效节能等优点，被广泛应用于小功率家电领域，然而由于其简单的结构，集中式绕组建立的电枢反应磁势含有大量的谐波分量，产生的交变转矩使得电机运行并不平稳，转速在同步转速附近一个区域内波动，从而也加大了电机的振动和噪声.振动和噪声是导致电机疲劳、缩短电机寿命的主要原因，更是衡量电机设计，特别是家用电器中的电机的一个重要的技术指标.因此，强烈的振动和噪声会严重阻碍它在一些场合的推广和使用.

　　近些年来大部分学者对该电机的研究主要集中在该电机的运行原理、起动问题的研究.如文提出了不同气隙结构对电机启动性能的影响.文深入分析了气隙结构对定位转矩与转子初始位置角的影响，从而选取最优气隙参数，缩短起动时间，优化起动性能.但是对于该电机在稳定状态运行下的电磁振动噪声的研究还很少.

　　U型单相永磁电机内的气隙磁密含有较多的谐波分量，由此加剧了脉动的电磁转矩，并在转子永磁体上产生的径向电磁力，这两者共同作用于电机上引起电机振动，继而形成声波向外辐射，也就形成了噪声.本文首先进行电磁场有限元计算获取电磁力，再对电机进行结构动力学分析，将电磁力作为激振力载荷获取定子表面的振动速度及加速度，最后基于边界元的方法计算获得声场的分布.

　　Workbench是Ansys开发的协同仿真平台，很好的解决仿真过程中CAE软件的异构问题，可以对电机的电磁学特性、结构振动等问题进行分析，但用于噪声分析时，只能得到振动特性而不能进一步得到电机的声响特性.实验中较为容易测得的电机声响特性，不能直接与仿真结果相对应，需要进一步处理，而LMS Virtual. lab作为Sysnoise发展而来的一个专业振动与声学分析软件平台，可以直接得到声响特性.因此可以采用Workbench和LMS Virtual.lab联合进行电磁振动噪声计算，分析流程如图l所示.

　　1）在Workbench运行环境下对电机进行三维建模，用有限元分析电机电磁场产生的激振力.然后通过求解结构力学方程得到电机在激振力作用下的振动位移，振动速度以及振动加速度，并保存为术.rst文件.

　　2）将Workbench的计算结果文件*.rst导人到LMS Virtual. lab中，同时为了方便计算与查看结果，将导人的时域信号转换为频域信号.

　　3）从导入的模型结果中提取表面振动数据作为边界条件，并设置流体属性，自由边界条件以及求解范围和求解步长.

　　本文以贴近实际、方便仿真为原则建立三维有限元模型.对机体的实际结构进行了简化处理：假设电机结构部件配合紧密；忽略了一些对该电机实际结构影响很小的细节，例如材料成型、安装时需要的过渡圆角、倒角等；同时将一些较为复杂的结构简化为规则、方便剖分的形状.图2为电机的整体结构示意图.

　　定子绕组与定子铁心通过绝缘树脂紧密连接，通过在定子上产生局部附加质量的效果，对定子的振动系统产生影响.电机各部分材料属性如表1所示.

　　为了简化计算，在平面中进行电磁场分析.在瞬态场中，由矢量磁位Az表示的二维电磁场边值问题：

　　在求解区域外围空气边界上施加第一类边界条件 .在电磁场计算中，铁磁材料的磁导率可以看作无穷大.根据麦克斯韦应力张量法，交界面上作用于单位面积的应力为：式中：B为磁感应强度； 空气的磁导率.

　　因为该电机的轴半径很小，约为1mm左右，对于永磁体转子的转动惯量与磁场分布影响很小，故可忽略不计，因此把永磁体转子作实心圆柱体处理.该电机转子采用Y15型永磁铁氧体材料，定子绕组加载220V交流电压.本文基于时步有限元的方法，通过Maxwell软件建立该电机的二维模型，其中 为转子初始定位角，Maxwell 2D模型示意图如图3所示.

　　通过上图可以看出，该电机在起动以及运行过程中在定子上产生的电磁力波含有较多谐波分量，其平均值在0.4N左右.

　　目前计算结构振动的方法主要有解析解算法以及能量法两种，达朗贝尔原理是能量法的基础理论，依据该原理，只要在研究对象所受的外力中加入惯性力，就可以像建立静力学平衡方程那样去建立动力学方程，在计算随时间变化激振力作用下U型电机的弹性振动响应时，其结构动力方程为： 式中：m为单元质量；c为阻尼系数；k为刚度；x为位移量；dx/dt代表速度；d2X/dt2代表广义加速度；f（t）为所受外部载荷.

　　声学边界条件可以加载表面振动速度、加速度以及位移函数，本文基于结构动力学分析，以作用于定子上的电磁力作为激振力，以Maxwell 2D计算结果为激励，沿轴向方向均匀、径向加载在定子上.由于定子底部几乎不受力，因此在定子底部表面加载全约束，

　　仿真计算出电机Is内的的振动速度、振动加速度以及振动位移，其中在=0.4 s时的结果如图5所示.

　　计算结果表明，该电机表面振动速度以及加速度的最大值分别为 和 ，振幅最大值为 ，出现的不同时刻.并且可以从图5看出该电机定子表面振动速度、加速度以及振动位移变化趋势大体一致，其值均为从定子顶部至底部逐渐减小，振动方向为定子径向方向.此外，通过观察分析振动位移、振动速度以及加速度的结果数值可以发现，其电机定子表面振动速度和振动位移结果数值的数量级都很小，通过肉眼观察无法发现电机的振动，而加速度的值比较大，且已知三者的关系如式（4）所示：

　　由上式通过分析仿真得到的结果可以看出电机定子的振动频率为1000 Hz以上的高频区域.

　　因为声场计算中人们更关注的是电机向四周的辐射结果，因此本文采用边界元法来对U型电机辐射声场进行研究分析.由于边界元法所用的为面网格，而不是有限元法中所采用的体网格，这样相当于将三维问题变为了二维问题，因此计算时很大程度上缩减了计算单元的数目，从而减少了计算量和计算时间.

　　通过振动方程的求解获得定子表面振动数据后，将其作为振动源加载在定子表面，即可在LMSVirtual. lab中进行声学边界元仿真计算.由于声音的产生只与物体表面振动情况相关，而与内部结构的振动情况无关，因此为了简化计算，先对导入模型做抽壳处理，从三维体单元提取带绕组定子的表面单元.边界元模型共有13250个节点，4416个单元，为了保证数据的准确性，保持提取的表面节点与原有限元模型节点的一致性.计算中设定电机在自由空间，周围无反射面结构影响，流体介质为空气.

　　以辐射声压p表示的声波波动方程以及流固界面上所满足的边界条件为：式中： 为激励频率；c为介质中的声速；n为结构表面外法向单位矢量； 为介质密度； 为结构表面的外法向速度.

　　声波在介质中传播时，介质会对声波有一种吸收的效果，因而声波随着传播距离的增加而逐渐衰减.因此研究小功率微型电机时，在距离电机0.4 m以内，可以将电机作为点声源处理，这时噪声的辐射衰减很小，可以忽略不计.基于上述理论，分别选取以电机定子为中心，半径分别为0.1m、0.15m以及0.2m的球面场点，通过仿真求解其在各场点上的声压分布.已知该电机定子前三阶振型模态所对应的频率分别为3110Hz、6380Hz和9981Hz，而大中型电机定子的前三阶振型模态所对应的频率为1kHz以下.可以看出，由于自身体积很小，结构相对大型电机，其机构更为紧密，因此该电机的共振频率以及在激振力作用下的振动频率均为比较高的数值，此外经研究得知人耳对2kHz到5kHz之间的声音最为敏感，且在高频区域的噪声更容易令人感到不适，因此本文提取了1000 - 10000Hz，频率增量步长为100Hz的声学仿线可以看出，在电机的定子径向两侧的声压值明显大于其他方向的声压值，电机的噪声主要由电机两侧方向向外辐射.声压级的值随着距离的增加有少量的减小，由于在电机定子底部几乎没有力的作用，加载了全约束，因此所对应区域的噪声值也为最小.而从图7的声压频响曲线可以看出，该电机的噪声主要分布在3000Hz以上的高频区域，与选取的仿线 结 论

　　永磁同步直线电机(PMLSM)兼有永磁电机和直线电机的双重优点，与直线感应电机相比，PMLSM具有指标高、体积小、重量轻等优点，因而不断在许多领域得到了应用。例如垂直升降输送系统、高速地面运输系统、往复式空气压缩机等等，其潜在的理论价值和技术经济效益巨大，应用前景十分宽阔。

　　PMLSM调速系统本身就是一个有较强非线性、多变性及强耦合的复杂系统，考虑到系统运行过程中受到的干扰因素，控制起来比较困难。因此，寻找一种合适的控制策略具有重要的意义。传统的PID控制过分依赖于控制对象模型，参数鲁棒性较差，抗扰动能力不太强，对于PMLSM这样复杂的调速系统很难满足控制要求。模糊控制系统的鲁棒性强，干扰和参数变化对控制效果的影响被大大减弱，尤其适合于非线性、时变及纯滞后系统的控制。自适应模糊PI控制通过模糊控制规则自动整定控制器参数，大大改善了系统的稳态精度和动态响应，文中首先介绍了PMLSM矢量控制系统的基本原理，然后对基于SVPWM脉宽调制的PMLSM矢量控制调速系统进行阐述，重点研究了自适应模糊PI控制方法，对该控制方法进行了理论分析并建模仿真，仿真结果表明自适应模糊PI控制策略可以大大改善PMLSM矢量控制调速系统的控制性能。

　　其中，id,iq分别为电枢绕组d轴、q轴电流;ud,uq分别为电枢绕组d轴、q轴电压;Ld,Lq分别为电枢绕组d轴、q轴电感;R为电枢绕组电阻;p为电机极对数;M为动子质量;B为粘滞摩擦系数;v为动子运动线速度;τ为初级绕组极距;ψPM为永磁体磁链;Fd为负载推力。

　　矢量控制实现的基本原理是通过测量和控制定子电流矢量，根据磁场定向原理分别对产生磁场的电流分量(励磁电流)和产生转矩的电流分量(转矩电流)进行控制，从而实现对负载扰动和参考值变化的快速响应。PMLSM的矢量控制最终目的是对电机初级电流的控制。由PMLSM数学模型中推力等式知，PMLSM的电磁推力大小基本上取决于初级直轴和交轴电流分量，在矢量控制方式下，采用了按动子磁链定向(id=0)的控制思想，使初级电流矢量位于q轴，无d轴分量，即初级电流全部用来产生转矩，此时，PMLSM的数学模型可写为:

　　由式(2)知，PMLSM的推力只与电枢交轴电流的幅值成正比，实现了解耦控制。此种控制方式较为简单，由位置传感器测得PMLSM的实际位移S，将直线运动产生的直线位移S转换为类似旋转电机转子的角位置θ，有 只要准确地检测角位置θ，便可控制逆变器让三相初级的合成电流即磁动势位于q轴上，此时，PMLSM的电磁转矩只与初级电流的幅值成正比，那么，控制初级电流的幅值就可以很好地控制电磁转矩，此时的控制方式类似直流电机的控制，能够得到满意的推力控制特性。PMLSM的控制系统的原理图如图1所示。主回路由空间电压矢量(SVPWM)逆变器、三相整流电路、PMLSM本体、电流检测回路及位置传感器等组成。控制回路由电流控制器、速度控制器、驱动电路及PWM生成器等组成。

　　首先根据位置传感器检测到的速度S计算出的动子速度v，将其与设定参考速度vref进行比较，再通过模糊PI调节器的分析，计算出初级交轴电流的参考输入isqref，此时控制直轴电流isdref=0，经坐标变换将电流检测电路检测到id,iq，转换得到isd,isq，将isd,isq分别与它们的参考给定isdref,isqref进行比较，通过两个电流PI调节器的分析计算得到合适的控制量。由转速外环和电流内环构成了PMLSM的双闭环控制系统。该控制系统中采用了空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)技术，由于SVPWM电压利用率高、开关损耗小、谐波少等优点，大大改善了PMLSM的调速性能。

　　PMLSM矢量控制系统应用电流、速度双闭环控制策略。电流环仍采用传统PI电流控制，速度环采用自适应模糊PI控制方式，模糊控制方法对被控对象的时滞、非线性和时变性具有较强的适应能力，对干扰或噪声具有更强的抑制功能，即更强的鲁棒性，但消除系统稳态误差的性能比较差，难以达到较高的精度。PI控制对参数确定的模型具有快速性好、精确度高的特性，综合两者的优势，提出自适应模糊PI控制方法。自适应模糊PI控制器分两步进行设计，首先在不考虑模糊控制的前提下，用工程方法计算PI参数，然后依据已有的系统控制原理，运用模糊控制策略，对PI参数进行在线的调整计算，适当地增加或减小控制力度，使输出尽快跟随给定速度。基于这种思路来设计自适应模糊PI控制器，实时计算工作量小，物理意义明确，便于工程运用。

　　设计中使用的是一个两输入E,EC，两输出Kp,Ki的二维模糊控制器，将电机给定转速和实际转速间的偏差E，以及偏差变化率EC作为模糊控制器的输入变量，计算出PI控制器的两个控制参数与偏差及偏差变化率之间的模糊关系，运行过程中不断检测E和EC，再依据模糊控制原理来对两个参数进行在线修改调整，以满足不同E和EC时对控制参数的不同要求。

　　原理图如图2所示:▽Kp，▽Ki为模糊控制器的输出，Kp,Ki为工程方法整定的PI参数，根据被控制对象的状态在线自动调整PI参数，由此实现PI参数的在线自适应调整。设计步骤如下:

　　1)模糊控制器的输入输出语言变量各分为七个模糊子集，分别用语言变量{正大(PB)、正中(PM)、正小(PS)、零(ZO)、负大(NB)、负中(NM)、负小(NS)}表示，并规定其隶属度。输入输出变量的论域均为{-3-2-1 0 1 2 3}，输入输出语言变量服从的隶属函数如图3所示。

　　2)模糊控制规则表及模糊输出曲面。模糊决策采用Mamdani型推理算法，总结以往工程实际操作经验得到的PI参数调整原则，可以得到输出变量Kp,Ki的控制规则表如表1所示。

　　系统建模仿真主要目的是考察自适应模糊PI控制器在改善控制性能方面的作用，在MATLAB7.0/SIMULINK下进行建模仿真。PMLSM的参数:初级电枢d轴，q轴电感Ld=Lq=18.74 mh;初级电枢电阻R=1.252Ω;动子质量m=25 kg;极距τ=36 mm;极对数P=2;永磁体磁链f=0.286 Wb;粘滞摩擦系数B=0.2 N·s/m;目标速度给定值vref=1 m/s。基于自适应模糊PI控制的PMLSM矢量控制系统仿线所示，为了验证所设计的PMLSM控制系统的性能，文中进行了系统加载启动、突改负载的仿真，得到系统速度仿线 N突减为60 N。速度仿真曲线所示。

　　经分析发现，采用模糊PI复合控制较传统的PI控制具有更强的鲁棒性，启动快，超调量小，调节时间减少，系统响应速度增加。当负载推力从80 N下降到60 N时，传统PI控制出现了5%的速度波动，并经过0.2 s才能恢复稳定;而模糊PI复合控制受到负载干扰冲击要小，速度波动和恢复稳定的时间分别为2%和0.1 s，后者在上升时间，超调及静差方面均优于常规PI控制。

　　基于自适应模糊PI控制策略的PMLSM矢量控制系统，充分利用MATLAB软件模糊逻辑工具箱的强大功能，根据系统的数学模型，建立仿真模型。模型简单、合理，仿真速度快，结果接近实际情况，对系统的实际运行具有可靠的理论参考价值。仿真结果表明，和PI控制相比该策略具有更好的动态、稳态性能，证明了该控制系统的合理性。

　　摘要：针对采用SVPWM调制的永磁同步直线电机(PMLSM)矢量控制系统,在传统的PID控制理论基础上引入模糊控制的概念,通过模糊控制规则自动整定控制器参数,达到改善系统性能的目的。仿真结果表明,该系统与常规的PID控制系统相比,具有很好的动态、稳态性能以及较强的鲁棒性,证明了该控制系统的合理性。

　　关键词：永磁同步直线电机,自适应模糊PI,仿线]唐任远.现代永磁电机理论与设计[M].北京:机械工业出版社,1997.

　　[2]李志明,张遇杰.同步电动机调速系统[M].北京:机械工业出版社,1996.

　　[3]王建宽,崔巍,江建中.SVPWM技术的理论分析及仿线]刘红钊,付子义.永磁直线同步电动机垂直运输系统模糊控制策略的研究[J].机电工程技术,2007,36(2):13-15.

　　在许多工业领域中,被控对象的运动路径往往是直线形式,以电磁原理工作的各种形式的直线电动机是提供大功率、高推力的主要执行元件。由于它能直接产生连续单向或往复短行程的直线机械运动,而不需要中间机械传动变换装置,因而在国民经济各个部门都获得了越来越广阔的应用。从目前的发展趋势来看,将形成具有巨大市场的“直线运动工业”。由于PMLSM采用“零传动”方式,负载扰动尤其是直线电机所特有的端部效应引起的推力波动,直接影响到系统的性能指标和机床加工精度。所以端部效应分析及快速而有效的扰动补偿技术研究已变得越来越重要。

　　永磁直线同步伺服电动机由于其结构上的特点,又产生了其固有的特殊性,其中的端部效应是它不同于普通旋转电动机的主要方面。永磁直线伺服电动机的端部效应包括静态端部效应和动态端部效应两个方面,无论是静态端部效应和动态端部效应又都可分为纵向和横向端部效应。

　　这种端部效应是由于初级和次级为有限长度,磁路在两端开断而引起的现象。这时的气隙磁场分布如图一所示:

　　此时,由于磁路开断,每相绕组所铰链的磁通不相等,导致三相阻抗不可避免地不对称。所以即使外加电压是对称的,各相电流也不会对称。静态端部效应引起附加损耗,使直线电动机推力下降,效率降低。当初级和次级保持相对静止时,存在这种端部效应。

　　这种端部效应是由于初级和次级的宽度(对应于旋转电动机的轴向长度)都是有限的,通常次级比初级宽一些。直线电动机的这种实际特点的影响叫做横向端部效应,图二为次级伸出的直线电机的横向剖面图。

　　图二中横向磁通的分布不是均匀的,为了简化起见,用一矩形分布近似代表它。在这种情况下,初级铁心的近似宽度是2ae2a。经过这一假设后,就可以用一理想电动机代替实际的电动机。这时理想的电动机的铁心比实际的电动机的铁心宽一些,也即用这种方法考虑横向端部效应的影响,而忽略实际的横向端部效应。

　　动态端部效应是由于有限长的初级和较长的次级之间存在相对移动而产生的。对于永磁直线同步电动机,电机以同步速度运行。为了分析动态端部效应的影响,假设次级上面的回路P在时间为t0,t1,t2,t3,t4时,它的空间位置分别为P0,P1,P2,P3,P4。当P在P0和P4位置时,没有磁通与该回路铰链,所以没有感应电势。但是当P在P1和P3位置时,与回路铰链的磁通随时间而变化,根据楞次定律,在次级就引起局部感应电势和电流。当P以高速从位置P0移动到P4时,则从P1到P4时,次级导体板中便会感应电动势并产生电流,这些感应电流称为端部效应电流,如图三所示。

　　端部效应电流要产生附加损耗和附加力,这些附加损耗和附加力随着速度的增加而增加。这种端部效应的存在使电机的效率、功率因数和输出推力降低。

　　当初级与次级之间存在相对运动时,初级的感应电流如图四所示。由图四可见,初级电流具有纵向分量JX和横向分量JZ,电流密度JX是产生横向端部效应的主要来源。如果初级与次级等宽,则纵向电流密度JX分量增大,因而初级和次级等宽的直线电机的横向端部效应要大一些。必须指出,直线电机的横向端部效应和初级回路(如端环连接)引起的效应本质上是不同的,横向端部效应的影响使得等值的初级电阻率增加,并可以看出,JX分量的存在,电机有向不稳定的趋势,气隙磁场也要发生畸变,三个因素的影响均使电机的特性变坏。

　　现代精密数控机床采用永磁直线同步电机直接驱动,以提高系统的精度和快速响应能力。而永磁直线同步电机所特有的端部效应扰动是影响系统性能指标和机床加工精度的关键。分析和测试表明,端部效应扰动是位置的周期性波动函数,具有可知性和可观测性。为了满足直线伺服系统高精度的要求,本文设计了具有神经网络前馈补偿的IP位置控制系统。基于神经网络的给定补偿控制有效地补偿了包括端部效应扰动的各种扰动对直线伺服系统性能的影响。

　　摘要：现代高档数控机床对伺服进给系统提出了“高速、高精度”的双重要求,采用永磁直线电机直接驱动是实现机床高速、高精度进给的必要途径之一。然而,由直线电机端部效应引起的扰动,也成为影响着机床主轴系统性能的主要因素。本文系统地分析了永磁直线同步伺服电机的静态纵向端部效应、静态横向端部效应、动态纵向端部效应和动态横向端部效应的起因、机理及对电机性能的影响。

　　[1]郭庆鼎,王成元.交流伺服系统[M].北京:机械工业出版社,1994.

　　[2]夏加宽.高精度永磁直线电机端部效应推力波动及补偿策略研究[D].沈阳:沈阳工业大学,2006.

　　[3]夏加宽,王成元,李东,黄伟.高精度数控机床用直线电机端部效应分析及神经网络补偿技术研究[J].中国电机工程学报,2003,23(8):100-104.

　　[4]郭庆鼎,周悦,郭威.高精度永磁直线同步电动机伺服系统鲁棒位置控制器的设计[J].电机与控制学报,1998,(04).

　　[5]李东.电火花机床用永磁直线电机的端部效应及其控制的研究[D].沈阳:沈阳工业大学,2002.

　　永磁同步直线电机是一种将电能直接转换成直线运动机械能而不需要任何中间转换机构的传动装置。在许多工业领域中,被控对象的运动路径往往是直线的形式。因而直线电机已被广泛地应用于工业、民用、军事及其它各种直线]。本文在对永磁同步直线电机特性分析的基础上,采用矢量坐标变换理论,把模糊控制引入矢量控制系统,进行了自调整模糊控制器的设计。

　　永磁同步直线电机电枢有三相绕组,其轴线分别为a、b、c,彼此互差120°,构成一个a—b—c坐标系。数学上,平面矢量可用两相直角坐标系来描述,所以电枢坐标系中又定义了一个直角坐标系d—q坐标系[2]。

　　永磁同步直线电机控制系统的框图如图1所示,位置和速度控制器提供参考推力信号Fx,其值以系数2τ(3πPψf)正比于is。根据文献[3]得到电动机的实际推力为

　　自调整模糊速度控制器的输入为电机的速度误差e和误差的变化Δe,输出控制变量u经过变换计算就是电机电磁推力的给定值F;e、Δe、u对应模糊控制器中的模糊变量E、EC、U。将它们分别在其论域上的模糊子集分为7个等级:{NB,NM,NS,ZE,PS,PN,PB},并将论域量化为{-6,-5,-4,-3,-2,-1,0,1,2,3,4,5,6}13个等级[4]。

　　输入速度的给定值V*定为3m/s。控制任务是将电机速度控制在给定值附近,误差的允许范围为不大于3%。设误差e的基本论域为[-0.9m/s,0.9m/s],则得误差e的量化因子K1=6/0.9=20/3。基于误差e语言变量E的选取原理,设误差变化率EC的基本论域为[-0.36m/s0.36m/s],其量化因子为K2=6/0.36=50/3。电机速度为3m/s时,电机电磁推力F的理想值为F*=16/3N=5.33N,F=F*-ΔF。若输出变量ΔF的基本论域为[-1.5N,1.5N],则其比例因子为K3=1.5/6=1/4。量化因子和比例因子等参数调整的作用是根据误差E和误差变化率EC,在线,使系统的动态特性、稳态性能更好地相互兼顾。

　　模糊控制器的控制性能除了与量化因子、比例因子有关外,主要还受控制规律的影响。下面简要的介绍有关控制规则可调整的模糊控制器设计问题。误差E、误差变化率EC和控制量U的论域等级划分相同,E=EC=U={-6,-5,-4,-3,-2,-1,0,1,2,3,4,5,6},对于给定的输入E*,规则因子α的自调整公式为:,0≤αL≤αH≤2,α∈α∈L,αH式中:αH和αL分别为规则因子的上、下限。本控制器取αH=1.3,αL=0.7。

　　模糊电磁推力控制器的输入为电机的电磁推力F的误差e和误差的变化率ec,输出控制变量u为电机定子电流的励磁分量i1q;电机速度为3m/s时,电磁推力约为5N。将误差e的基本论域定为[-1.5N1.5N],误差e的量化因子K1=6/1.5=4。误差变化率ec的基本论域定为[-0.6N,0.6N],其量化因子为K2=6/0.6=10。模糊控制器的输出量定子电流电磁推力分量的理想值为i*1q=0.28A,i1q=i*1q-Δi1q。若输出变量Δi1q的基本论域为[-0.08A,0.08A],其比例因子为K3=0.08/6=1/75。

　　输入输出量的模糊化方法与模糊速度控制器相同。反模糊化方法采用最大隶属度法。

　　输入信号为单位阶跃信号,扰动输入信号分别为0.16N方波信号,仿线 结论

　　仿真结果显示,负载时,直线电机的动子起动后,经历短时间的过冲能迅速达到稳定运行速度。在扰动输入信号的抗干扰方面,当扰动信号为方波信号时自调整模糊控制比PI控制具有较强的鲁棒性。

　　摘要：通过分析永磁同步直线电机工作原理,建立了以电流空间矢量为基础的数学模型,进而针对该永磁同步直线电机提出将自调整模糊控制策略应用到直线电机矢量控制系统中。仿真结果表明,采用矢量坐标变换理论结合模糊控制器的控制策略,能够对电机的全行程进行跟踪控制,速度曲线能够较快的达到稳定,取得了较为理想的控制效果。

　　[3]赵镜红.永磁直线同步电机矢量控制系统建模与实现[J].海军工程大学学报,2007(4):73-75.

　　[4]白华煜,刘军,楚小刚.基于模糊控制永磁同步电机直接转矩控制[J].电气传动,2005,35(5):6-9.

　　在按转子磁场定向的同步旋转坐标系中,在假设磁路不饱和、不计涡流和磁滞损耗、定子三相电流产生的合成磁势及永磁转子磁通在空间正弦分布的情况下,可得PMLSM在d—q轴系数学模型如下[2]:

　　q分别为初级直轴和交轴磁链;ωe为同步角速度;Rs为初级绕组电阻。推力方程:Fx=3p

　　+v+Μdvdt(4)其中,Fx,Fl分别为电磁推力、负载阻力;p为电动机极对数;B为与速度有关的阻尼系数;M为运动部分的质量;v为平移运动速度;τ为极距。以上PMLSM电机模型通过M文件编制、S函数实现,仿线 按转子磁链定向的矢量控制系统PMLSM控制选取速度、电流双闭环控制方案,电流内环沿用常规PI控制器,其模型由M文件编程实现,其作用在于提高系统的快速性、抑制电流环内的干扰、限制最大电流,以保证系统的安全运行。按照矢量控制原理对定子电流转矩分量Iq和励磁分量Id进行解耦控制,Id给定值为0,在Id实际值很小的情况下,电磁转矩Te与Iq近似成线性关系,可以得到良好的线性解耦控制效果。速度外环不但可以抑制外环干扰,还可以弥补内环扰动,从整体上提高系统性能。在逆变部分采用了电压空间矢量脉宽调制的方法,它较常规PWM调制方法易于数字实现,能有效减少开关管通断次数,减小开关损耗,并能减小电枢电流波形畸变,降低电动机转矩脉动,从而提高PMLSM调速性能。

　　)算法SVPWM是以磁链跟踪控制为目标,使逆变器瞬时输出三相脉冲电压合成的空间电压矢量与期望输出的三相正弦波电压合成的空间电压矢量相等。对于三相电压型逆变器而言,它有8种工作状态,用矢量表示这8种空间状态,如图2所示。介绍

　　工作原理的相关文献很多[4,5],在这里就不再细述,以下直接给出算法步骤:

　　β＞0,则C=1,反之C=0;则扇区号:S=A+2B+4C。2)计算扇区的有效电压空间矢量和零矢量的作用时间Tx,Ty和T0。引入3个中间变量

　　。3)开关切换时间分配。先定义空间矢量切换点分别为:则根据空间矢量所处的扇区不同,晶体管的切换时间Tcm1,Tcm2,Tcm3分别如表2所示。

　　仿真环境下可以方便地利用模块和软件编程扩展进行仿真,而不是全部用软件编程或全部用基本模块搭建来解决某个问题。根据上面实现

　　的思路,构造了Simulink仿线 系统仿真及结果分析为了验证所设计的PMLSM控制系统的静态、动态性能,本文作了系统空载运行、加载启动后突增负载的仿真。可得到系统速度、三相电流、推力的仿真曲线。M文件中速度PI调节器数据为Kp=45,Ki=6.6,电流PI调节器参数均为Kp=50.8,Ki=4.16。PMLSM参数:初级电阻Rs=1.2,交直轴电感Ld=Lq=0.038 74 H,极对数p=4,极距τ=0.036 m,动子质量M=4 kg,动子磁链Χf=0.286 Wb,阻尼系数B=0.2。载波周期T=0.001 s,直流侧电压Vdc=260 V,给定位移速度为0.55 m/s。3结语由仿线 m/s的给定速度下,系统响应快速且平稳,相电流波形较为理想,启动阶段系统保持推力恒定,因而没有造成较大的推力和相电流冲击,空载稳速运行时,忽略系统的摩擦阻力,此时的初级绕组电流、电磁推力均为0。给定速度为0.55 m/s,负载在t=0.2 s由原来的10 N突变为15 N时,速度略微下降,但又能迅速恢复到平衡状态,稳态运行时无静差。仿真结果证明了本文所提出的PMLSM仿真建模方法的有效性。摘要：采用矢量控制和空间矢量脉宽调制(SVPWM)技术,讨论并设计了永磁同步直线电机(PMLSM)的控制模型,针对程序具有可移植性的特点,运用MATLAB中的M文件实现了对PMLSM系统的仿真。关键词：永磁同步直线电机,矢量控制,电压空间矢量脉宽调制,MATLAB

　　[1]张美玉,余佩琼.永磁直线同步电机矢量控制系统研究[J].浙江工业大学学报,2003(5):42-44.

　　[2]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].第2版.北京:机械工业出版社,2000.

　　永磁同步直线篇关键词：无传感器,永磁直线同步电机,闭环观测器1 引言永磁直线同步电机(PMLSM)由于采用直接驱动,克服了传统的“旋转电机-联杆/丝杆”型驱动系统的反向间隙、大摩擦、大惯性等缺点,具有速度快、灵敏度高、随动性好等优点,因而在精密加工中得到了广泛的应用[1]。在PMLSM控制系统中,无论采取哪种控制方案,都需要测量动子的速度和位置。目前,这类驱动系统一般采用光栅尺来获取位置和速度信号。但位置传感器的存在带来以下几个问题[2,3]:

　　2)位置传感器的性能易受到高温、潮湿、振动等恶劣环境的影响,存在安装和维护上的困难,降低了系统运行可靠性,并限制其应用范围;

　　为了解决机械传感器给调速系统带来的各种缺陷,许多学者开展了永磁同步电机无机械传感器控制研究。无传感器控制是指利用电机绕组中的有关电信号,通过适当的方法估计出转子的位置和转速。有很多文献提出了转子位置和速度的检测方法,主要有两种:1)通过检测基波反电势来获得转子的速度和位置信息[4,5,6,7,8]。这种方法直观性强、易于实现、无需复杂的计算。但因为采用了数字积分,直流偏移的问题难以避免。2)基于观测器的位置和速度估计器,如卡尔曼滤波观测器,滑模观测器[9,10,11,12,13]。这种方法不受电压直流偏移量的影响,对测量误差也不敏感,可有效地抑制噪声,而且具有良好的低速性能。然而这种方法通常实现起来比较复杂。

　　本文针对永磁直线同步电机驱动系统,设计了一种基于dq轴估计模型的闭环估计器。通过两种不同的方法求得电流微分,利用电流微分偏差驱动闭环观测器。最后实验验证了该估计算法的有效性。

　　PMLSM的三相绕组星型连接,若假设绕组反电势是正弦的且忽略磁饱和。可以得到:

　　式中ua、ub、uc和ia、ib、ic分别是三相绕组的端电压和端电流;R、L、f和分别是电机相电阻,相电感,永磁体磁链和极距;v和分别是电机动子的速度和角位置,p是微分算子,p=d/dt。

　　2)通过估计的电机位置角将三相电压和电流转换为旋转坐标系的dq轴电压和电流;

　　如果电机角位置是已知的,则三相坐标系转换为两相旋转坐标系的Park变换式为:

　　因为没有位置传感器,电机位置角是不知道的,所以(2)式中位置用代替可以得到Park变换的估计形式为:

　　(7)式左边的电流微分可以通过已知电流信号的微分求得。电流微分还可以用另外一种方法求得。假设代入(7)式得:

　　(12)和(13)便构成了由电流微分偏差驱动的闭环观测器,具体算法框图如图2所示。

　　为了验证上述算法的有效性,进行了实验验证。永磁直线所示。它由控制柜及进给装置组成。控制柜由变压器、驱动器、接触器、耗能电阻及计算机等组成。运动平台由永磁直线同步电机、动子底板、定子底板、光栅尺、限位开关、导轨副等组成。此系统采用光栅尺测量实际的位置和速度,得到反馈信号。控制部分包括位置闭环,速度闭环和电流闭环,电流采用id=0的矢量控制,为了简化实验,三闭环都采用PI控制,图4为控制系统框图。实验目的就是检测电机的相电流和相电压,利用上述估计方法估计电机的速度和位置。

　　电机电流采用LEM公司的LTSR6-NP霍尔电流传感器检测。由于响应速度高的电压传感器价格昂贵,电压采用光电耦合直接测量技术,测量控制系统逆变器主回路实际输出三相相电压,该方法的优点在于测量到相电压中已包括了逆变器死区效应及非理想开关特性。利用星型电阻分压网络,通过滤波、电气隔离,转换为弱电信号。电压电流信号通过USB数据采集卡采集并保存到PC机。最后通过Matlab软件实现上述估计方法估计电机的速度和位置。

　　算法中需要检测三相电压和两相电流,图5(a)和5(b)分别是A相和B相电压和电流测量结果。图6是电机往返速度为200mm/s、加速度为3000 mm/s2的实验结果,图7是电机往返速度为500 mm/s、加速度为4000 mm/s2的实验结果。从实验结果可以看出,位置估计在整个运动过程中波动较小,而速度估计值在低速时波动较大,但仍然能够跟踪实际速度。总的看来,这种高增益闭环观测器能够很好地估计出PMLSM的速度和位置,能够满足一般伺服系统精度要求。